Evtim Djerekarov

Поправена версия (хубаво е, човек да гледа схемата). Гледай моята схема. Емо, в платката, която ще правиш, можеш да заместиш двата транзистора, свързани като диоди и R5 със ценеров диод ("сочещ" нагоре), в границите 4.7-6.5V, a на местата на R6, R2 и R10 можеш да сложиш цанги, за да можеш да ги подменяш (на мястото на ценеровия диод също). Ако купиш ценери в целия диапазон от напрежения упоменат горе и изпълняваш процедурата: 1.Слагаш ценер. 2. Избираш такова R6, при което тока през ценера да е в рамките 80-100 микроампера при 9 волта захранване. 3. Слагаш такива R2 и R10, при които да имаш ток на покой около 120-150 микроампера през всеки от транзисторите. След всяка процедура, пускаш 5mV тестов сигнал на мястото на бобината, нагряваш и охлаждаш и гледаш, дали се мени амплитудата на изходното напрежение. Може и да си навиеш малко трансформаторче, което да прави около 5mV от синусоида с някакво по-високо напрежение и да му вържеш вторичната последователно с някакъв 6-7К резистор - това ще е оптимален вариант. Може и да пробваш до колко може да падне захванването, преди да почне рязко да пада амплитудата. Врътня е, разбира се. Ако не ти се експериментира, можеш да сложиш ценер в рамките на 5.9-6.2V , R6=27K, R2 = R10 = 33K.

Не само, че има разлика - крайното стъпало е сърцето на ламповия усилвател. Отпред и JFET овердрайвче да му сложиш, звучи много по-истински от лампов предусилвател, включен в hi-fi усилвател.

Емо, в платката, която ще правиш, можеш да заместиш двата транзистора, свързани като диоди и R5 със ценеров диод ("сочещ" нагоре), в границите 4.7-6.5V, a на местата на R5, R2 и R10 можеш да сложиш цанги, за да можеш да ги подменяш (на мястото на ценеровия диод също). Ако купиш ценери в целия диапазон от напрежения упоменат горе и изпълняваш процедурата: 1.Слагаш ценер. 2. Избираш такова R5, при което тока през ценера да е в рамките 80-100 микроампера при 9 волта захранване. 3. Слагаш такива R2 и R10, при които да имаш ток на покой около 120-150 микроампера през всеки от транзисторите. След всяка процедура, пускаш 5mV тестов сигнал на мястото на бобината, нагряваш и охлаждаш и гледаш, дали се мени амплитудата на изходното напрежение. Може и да си навиеш малко трансформаторче, което да прави около 5mV от синусоида с някакво по-високо напрежение и да му вържеш вторичната последователно с някакъв 6-7К резистор - това ще е оптимален вариант. Може и да пробваш до колко може да падне захванването, преди да почне рязко да пада амплитудата. Врътня е, разбира се. Ако не ти се експериментира, можеш да сложиш ценер в рамките на 5.9-6.2V , R5=27K, R2 = R10 = 33K.

Ето и вариант с нещо като стабилизация на тока с ценеров диод. Трябва обаче да се експериментира на практика. По принцип ценеровите диоди имат положителен темепературен коефициент при ценерови напрежения над 5V, като транзисторен p-n преход се компенсира най-добре с 5.6V ценер. От друга страна, схемата трябва да работи със захранващи напрежения поне надолу до 5.8V, където повечето алкални батерии са изчерпили над 90% от капацитета си. Та избраното решение е компромисно, на симулация с доста стабилно, но на практика това трябва да се провери. Най-лесната проверка е, да се следи тока на покой на един от "сигналните" транзистори при промяна на температурата. В общи линии, това са възможностите на простото решение. За гарантирана голяма стабилност, може да се направи решение с диференциален усилвател, усилвател на напрежение и ООВ, което вече предвид наличния обем, ще изисква вероятно платка с SMD монтаж.

^ Казаното е почти съвсем невярно. Ламповите усилватели дължат характерния си звук на крайното стъпало, а не на предусилвателя, бил той клийн, крънч или нещо друго. Процесор, вкаран в RETURN на лампов усилвател звучи много по-близко до лампов звук, отколкото лампов предусилвател, включен в какъвто и да е нелампов усилвател.

Ами, поне едно 100-150+

Ето една таблица, която показва в какви диапазони Idss/Vp трябва да попада JFET транзистора, за да има термостабилен ток 80-120uA. Може да се окаже трудно, да се намерят такива транзистори, защото ако гледаме отношението (mA / V) при Idss/Vp, то варира от границите 10-16% при най-ниските Vp, до 36-63% при най-високите Vp. Най-често полевите транзистори се случват да имат обрано отношение, където излиза над 100% отношението. Трябва да меря, за да видя, дали мога да намеря подходящи транзистори от моите. Трябват транзистори с много малка стръмност за да е термостабилният ток толкова малък.

Припомних си малко теория от книгата за полеви транзистори на Шишков. Значи за n-канален JFET, трябва да имаш Vp, сиреч Vgs(off) по-голям като абсолютна стойност от 0.86V волта , при не много голям Idss. Желателно е, Vgs(off) да е по-големичък 3-4 пъти от това. Трябва да си ги измериш, преди да ползваш транзистора. Ако имаме транзистор J201 с параметри примерно Vgs(off) = -1.05V, Idss = 0.9mA, то термостабилният ток ще ни е (0.74 * 0.9) / 1.05 * 1.05 = 0.604mA. Този ток е твърде големичък с оглед на консумацията, защото е твърде близо до Idss, защото Vgs(off) е много близо като абсолютна стойност до 0.86V. Ако имаме някакъв транзистор с по-висок Vgs(off), примерно -3V, но малък Idss от сорта на 1mA, тогава ще имаме (0.74 * 1) / 3 * 3 = 82uA, което е ОК за нас. Трябва да разгледам, да видя кои транзистори имат подобни характеристики. С оглед на консумацията, токове от рода на 50 - 110uA са в общи линии приемливи. Ако измериш Vgs(off) и Idss, можеш да сметнеш стойности на резисторите, така че да не ползваш тримери. Или пък да имаш plug-in тример, който накрая да заместиш с резистори. Накрая на тази страница е описана постановка за измерване: http://www.runoffgroove.com/fetzervalve.html

Хм.. защо може да не работи? Провери? Можеш за всеки случай да сложиш два ценера 2-4 волта последователно един срещу друг, паралелно на бобината, да не прави някакъв пик (не ми се вярва) при включване/изключване. Имаш ли осцилоскопче?

Ето и една малко "бутикова" версия, която може да бъде много температурно стабилна, но изисква подбор и настройка на JFET, което може да е изнервящо. Главното предимство е това, че запазвайки простотата на схемата, имаме почти непроменлив коефициент на усилване, независимо от температурата и захранването. Ето тази картинка показва цялата вариация на изходния сигнал, при захранващи напрежения от 4 до 9 волта и при температура 0 - 50 градуса по целзий. Главата особеност на схемата е, че R6 (може да е тример) трябва да е стакава стойност, че JFET транзистора да е в "термостабилната" си точка. Малко разяснение - всеки JFET транзистор си има някакъв "любим" дрейнов ток (отговарящ на "любимо" напрежение Vgs) при които предавателните характеристики се пресичат в една точка за всички работни температури. Сиреч, при дадена стойност на R6, транзисторът ще дърпа точно определен ток, независимо от температурата. Има разбира се, някои проблеми. Ако искаме нашият ток (и тази точка) да е малък (а ние искаме под 100uA), при това без да "ядем" много напрежение върху R6, трябва да изберем транзистор с малки Idss и Vgs(off) от рода на J201, екземпляри с Idss под 0.7mA и Vgs(off) под 1 волт. Ако направим R6 тример, можем да намерим "златната точка" експериментално, нагрявайки и охлаждайки транзистора. Мисля, че имаше формула (беше процент от Vgs(off) или Idss), но не помня - трябва да си препрочета. След като сме задали термостабилния ток, може да изберем R5 (или да имаме и там тример), което да прави върху себе си такъв пад (примерно 1.2V) , който да осигурява желания ток на покой на биполярните транзистори. Врътня е, но като за домашна работа (не серийна) е супер. Не, че серийно не може с роботи, но е по-сложно и скъпо.

Емо, за лаишките въпроси потърси: - BC557 datasheet - 2N4403 datasheet Там си е написано, как са изводите, наред с други (почти всички) неща. Не е страшно, човек да чете понякога, нищо че боли глава малко, ако не знае какво да търси. Колкото до измерването на hfe (бета), с мултицет може да получиш ориентировъчни стойности: За транзисторите, които ще вържеш като диоди, бетата едва ли има значение. Не е важно и другите два да са еднакви, просто да имат възможно по-високи стойности. Звънни, да видиш дали имат налични в твоя Елимекс, ако нямат, да заредят от склада малко.

Имам предвид, че нискошумящите транзистори не са скъпи, има ги примерно 2N4403 и в Елимекс и можеш да налепиш схемата направo с тях, завъртайки ги наобратно спрямо твоя layout.

Можеш да пробваш с BC214C за по-нисък шум. Особено добре е, ако подбереш такива с по-голяма бета. https://www.tme.eu/bg/details/bc214c-cdi/tranzistori-pnp-tht/cdil/bc214c/ Също 2N4403 с по-голяма бета, ще свършат работа.

R9 може и да сложиш 330 примерно, защото можеш да варираш 330-1330 така. Ако имаш 2К тример, ще можеш 330-2330. Не, че ще трябват големи усилвания при това стъпало, просто да имаш диапазон, за всеки случай. С оглед на шума, ако решиш да направиш SMD платка, можеш да ползваш BC850C / BC860C.

Малко е overkill за целта, но може да който му се запоява, да пробва и тази схема: Тук вече имаме диференциален усилвател , изпълнен с Q3, Q4, токово огледало за негов товар, изпълнено с Q5, Q6 и второ стъпало - усилвател на напрежение, изпълнен с Q7, който има активен товар - генераторът на ток, изпълнен с Q8. Също, Q1/Q2 съставят още един генератор на ток, който осигурява стабилен постоянен ток през диференциалната двойка. Vaux в случая е половината от захранващото напрежение, а C2 е крайно необходим, защото без него ще имаме много шум. C4 създава доминантен полюс в схемата на честота, след която усилването (без обратна връзка) спада, за да не се самовъзбужда усилвателя. Отношението (R13 + R14) / R14 определя коефициента на усилване. Главното предимство на тази схема е, че има съвсем постоянен коефициент на усилване, при напрежения 3 до 18+V, и при различни температури. Също така е много по-линейна, доколкото това може да е от особено значение за функцията, която изпълнява. Добре е транзисторите в диференциалната двойка да се подберат възможно най-еднакви.

- 100uF може да е кондензатора за преднапрежението. Другите могат да останат 22uF. - Не смяташ правилно нещо. Защо смяташ тока през транзистора като смяташ емитерното и колекторното съпротивление, все едно транзисторът го няма, а те са единственото нещо, което ограничава тока? Ами ако транзисторът е частично или напълно запушен - може и нищо да не тече, той транзистора да не е късо съединение? - При частично или напълно отпушен транзистор, напрежението Vbe винаги е доста близо до 0.65-0.7V, в зависимост от температурата. Понеже двата диода (или транзисторите, свързани като диоди) осигуряват 2 x 0.65V = 1.3V преднапрежение, то ако приемем, че базовият ток на покой на транзисторите ще е малък, защото импеданса на базите ще е голям (около бета пъти по-голям от емитерното съпротивление, което е 3300R в тази схема, което значи нещо от порядъка на 330K - 1M+), то напреженията при покой на базите ще са в общи линии идентични с това, което "делителя" осигурява (захранването минус 1,3V). Понеже двата транзистора са отпушени, то техните емитерни напрежения ще са с 0.65V по-ниски (в случая по-високи, защото имаме PNP транзистори) от напреженията на базите. Следователно върху емитерните резистори ще имаме напрежение около 0.65V, без значение от захранващото напрежение. Това определя тока през резисторите - 0.65 / 3300 = 197uA. След като емитерният ток е определен, то колекторният ще бъде почти същият (само 1/beta част от него ще влиза [излиза при PNP транзистори] през базата - гледай стрелката). - Оттам нататък, дори да вържеш колекторите направо на земя, колекторните токове ще са си около 196-197 микроампера. И това ще важи, докато не смъкнеш захранващото напрежение толкова много, че напрежението колектор-емитер да спадне под Vce(sat) на транзистора, където той вече не може да работи като генератор на ток. Прочети как работят генераторите на ток с биполярни транзистори (current source) и ще ти стане ясно. При нас, колекторните резистори нямат нищо общо с тока на покой - те са необходими, за да може колекторните токове да създадат пад на напрежение, което да ползваме като изходно напрежение. Ако са достатъчно малки, така че токовете на покой, да не правят твърде голям пад върху тях и да доближават по тоя начин Vce близо до Vce(sat), транзисторите ще си дърпат все същия ток при фиксирано преднапрежение (в случая около -1.3V, без голямо значение от захранващото напрежение). Идеята на схемата е, токовете на покой да са си все същите при голяма вариация на захранването. - Усилването по ток (hfe, бета) е изключително ненадежден параметър, защото зависи от температурата, колекторния ток и конкретният екземпляр транзистор. Схемите никога не се смятат, да разчитат на този параметър. Може по-скоро да се каже, че колекторният ток зависи от базовото напрежение (и зависимостта е доста стърмна и силно експоненциална, но доста добре математически предвидима), а базовият ток е паразитен феномен, характерен за биполярните транзистори. Но примерно, при заземен емитер, да задаваш базов ток и да разчиташ да получиш даден колекторен ток - това няма да работи никак добре. Никой не проектира схеми така. Само ако загрееш транзистора с пръсти, токът веднага ще се промени поне с 20%.

Виж в datasheet-ите за разликите. И двата ще станат. Можеш да ползваш и диоди,но транзисторите ще имат по-близко Vbe, особено ако са от една партида. Целта е, да имаш напрежение върху c4 с около 1.3V под захранването. Така ще имаш ололо 0.65V върху емитерните резистори, които задават токовете на покой. Смисълът е, че при промяна на захранването, базовото напрежение на транзисторите ще остане почти непроменено, два диодни пада под захранването. Ако R6 се замени с генератор на ток, ще е още по-прецизно, но е малко прекалено.

Можеш да сглобиш тази. Дърпа под 500uA общо от батерията. Може и по-малко да се направи да консумира, като малко се увеличат емитерните резистори R2 и R10, но докъде може да се падне на практика, трябва да се експериментира. Също може да се увеличи R6 още. По мои прогнози, схемата ще работи добре надолу до около 180-250uA. Човек може да сложи акумулаторче и слънчево панелче на китарата, за да не пада батерията никога :D. Тази схема има предимството, че коефициентите на усилването се променя по-малко с падането на напрежението на батерията. Q3 и Q4 се ползват като диоди и задават преднапрежението на Q1 и Q2. Схемата работи надолу поне до напрежение 4V на батерията.

-600 ома е примерна стойност за горе-долу еднаква амплитуда на брума, когато Р3 е 100 ома (в колектора на Q1 брума е вече усилен). Ти така или иначе ще ползваш тримери. -tran 100m е симулационна команда за програмата, оставена погрешка. -R12 прави highpass филтър заедно с C5 и импеданса на базата на транзистора. Ако направиш R12 твърде малко, ще си "заземиш" цялото усилване по напрежение на колектора на Q1 през C4 и ще стане манджа с грозде (нищо). Можеш да пробваш с малко по-малка стойност, но не се оливай. -Инвертираният сигнал се нарича противофазен. Противофазният сигнал, ако го подадем през резистор и кондензатор от колектора на Q1 към неговата база, ще се получи отрицателна обратна връзка. -C5 подава променливотоковата съставка от колектора на Q1 към базата на Q2, на която база (всъщност на базите и на двата транзистора) има постояннотокова съставка, определена от делителя R5/R6, както и в предната схема. Средната точка на този делител е заземена по променлив ток през C4, което оригинално служи, за да неутрализира топлинния шум на резисторите в делителя, за да не влиза в сигнала, но при това положение, дори да подавахме на базата на Q2 сигнал, симфазен със сигнала на емитера му (но усилен по някакъв начин), нямаше как да се получи самовъзбуждане, защото променливотоковият импеданс на C4 е твърде нисък в сравнение с R12 и така получаващият се делител ще намали амплитудата на сигнала прекалено много, за да може да се получи усилване по напрежение, по-голямо от едно, че да има самовъзбуждане. Всъщност, малко по-сложно от това е, понеже имаме и индуктивност на бобината, но в общи линии трябва да схващаш идеята. Седната точка на делителя, за променлив ток е в общи линии "земя", а единствената цел на тази точка е да има стабилно постоянно преднапрежение за транзисторите, по възможност без никакви променливотокови съставки (защото за променлив ток, C4 е почти късо съединение). Ако му нахакаш голям LOW ESR кондензатор, наистина ще стане съвсем земя за променлив ток, само стойността трябва да е такава, че да не се зарежда цяла вечност през тези 22K. ПС: Схемата може да се оразмери и за малко по-малка консумация.

Ето един по-икономичен вариант на схемата, като имаш вариант за симетрично решение (ако навиеш бобина със средна точка), както и вариант със само една бобина. Моето решение избягва втория делител. Неудобство на варианта с една бобина отново се явява това, че ако пипнеш усилването на първото стъпало, трябва да компенсираш и усилването на второто.

Колекторът е относително високоимпедансен, така че сигналът от китарата почти няма да "проникне" в емитерната и базовата верига. Както npn, така и pnp транзистор по схема ОЕ, винаги инвертират. Разликата е единствено в това, накъде текат токовете. То затова е тая стрелка.

Няма да обърне фазата. Ако можеше да се направи неинвертиращ усилвател на напрежение с 1 транзистор, щеше да е хубаво, ама не може!

Усилването за променлив ток ти е горе-долу (R6|R7) / R2. R1 задава тока на покой, както вече ти писах. Пробвай го първо извън китара. Ако искаш обратна фаза, трябва да свържеш помощната бобина наобратно. ако искаш и двете фази от една бобина, трябва още едно стъпало по схема ОЕ, да инвертира. С две бобинки, можеш просто да реализираш схемата два пъти.

Много е добре!

5к6 ще стане. 1uF не е задължително. Аудиофилите тъй правят. Все пак, там минава сигнала от адаптера, затова. И електролитите може да са аудио, ако имаш под ръка.